2.自舉電路的工作過程

如圖19-1

圖19-1：自舉電路拓撲

(資料圖片僅供參考)

圖19-2：Q1關閉，Q2導通時的電流流向

如圖19-2所示，當Q1關閉，Q2導通時，半橋的開關節點SW被拉到接近地電位（GND），此時Vin通過D給Cboot充電。

圖19-3：Q1導通，Q2關閉時的電流流向

如圖19-3所示，當Q1導通，Q2關斷時，半橋的開關節點SW被拉到接近電源電位（Vin），自舉二極管D將開始阻斷。在這種狀態下，高壓側柵極電路與供電軌分離，并且僅由自舉電容器供電。此時已經被充滿電的Cboot兩端電壓為Vin，但是不能突變，所以此時VH點的電壓=2×Vin-VD，達到上管Q1的導通閾值。上述過程中SW和BOOT引腳上的電壓如圖19-4所示，其中Vf是內置二極管的正

圖19-4：SW和Boot處電壓波形

當SW電壓在圖19-2中的開關操作期間較低時，電荷從VIN存儲在電容器中，從而導致電容器兩端的電壓為VIN-Vf。當SW電壓高時，BOOT電壓增加到2×VIN-Vf，內置二極管將電壓保持在2×VIN-Vf。因此，BOOT電壓在VIN-Vf和2×VIN-Vf之間切換。

如果VIN電壓>BOOT電壓，二極管中會流過正向電流。當SW=接地時，BOOT電壓為VIN-Vf。

假設VIN電壓≤BOOT電壓，二極管中沒有電流流動。電容器兩端的電壓保持在VIN-Vf，因此，當SW=VIN時，BOOT電壓為2×VIN-Vf。

當該BOOT電壓用作高壓側N溝道MOSFET的柵極電壓時，可以獲得柵極和源極之間的電壓VGS，該電壓足以完全接通MOSFET。

在圖19-5中，內置二極管的陽極連接VIN，BOOT電壓可以增加到2×VIN-Vf，高側N-chMOSFET的柵源電壓差最大為VIN-Vf。當VIN-Vf超過VGS額定值時，高壓側N-ch MOSFET將被破壞。

圖19-5：考慮防止超過VGS額定值的方法

如計算中所述，該BOOT電壓可能超過高側N-ch MOSFET的柵極和源極之間的擊穿電壓VGSS。因此，在設計具有高輸入電壓的產品時，如圖19-6所示，將大約5V的內部電源連接到陽極，以使BOOT電壓保持在柵極和源極之間的擊穿電壓以下

當二極管的陽極連接到大約5V的內部電源時，高側N-ch MOSFET的柵極電壓最大為5V-Vf。因此，不會超過N溝道MOSFET的VGS額定值，并且可以保護高側N溝道MOS。

3.自舉電容的計算和選型

圖19-8：確定CBOOT所需的電路圖

作為示例，使用QG＝10nC、IBOOT＝10nA、D＝0.3和f＝1MHz進

因此，Cboot應為0.1uF或更大。然而，應使用數據表中描述的電容，因為它們是根據從這些方程獲得的結果設計的。

4.自舉二極管（外置）的計算和選型

盡管自舉電路僅由三個組件組成，但仔細選擇每個組件對于整個半橋的良好性能非常重要。下面概述選擇自舉二極管時的典型設計考慮因素。

閉鎖電壓：自舉二極管必須設計為與半橋FET相同的阻斷電壓。它必須能夠在半橋電路運行期間阻斷靜態高壓電源電壓VDC加上任何額外的關斷過沖。

動態與靜態性能：在選擇自舉二極管時，必須仔細考慮動態開關和靜態電氣參數，并且經常需要權衡。在高達數十kHz的低頻設計中，快速二極管的動態參數需求比較寬泛，可以選擇低VF和低泄漏的器件。然而，對于高頻、快速開關應用，必須選擇具有低結電容Cj和最佳反向恢復時間（最小trr和Qrr）的小型二極管。

二極管上存儲的電荷將在每個開關周期期間打開和關閉，并且在高頻下會導致Rboot中的相當大的損失。在非常高的頻率設計中，自舉二極管中的充電電流在低側FET T2關斷之前可能不會衰減到零，并且將發生反向恢復。在該操作期間，關斷時額外電荷Qrr從高壓側電容器傳輸回來。這增加了所需的總充電電流。此外，快速的二極管恢復會導致可能導致強烈振鈴引發EMI問題，甚至會觸發柵極驅動電路的UVLO保護。由于這些原因，肖特基二極管可以是高頻設計的一個很好的選擇，即使它們的靜態存儲電荷通常大于相對普通的PN二極管。